Привет сандъкчии!
Тези дни изкопах от купищата старата платка на малкия усилвател с IRF510, с който бутах двете ГУ50 в ранните ми експерименти за 100W АМ предавател. Реших да подходя както трябва, а не да копирам схеми от интернет, които в повечето случаи са грешни, и да пресметна какво реално може да се направи с тези транзистори като противотактен усилвател клас В. Изборът на противотактен принцип е продиктуван от нуждата от потискане на четните хармоници в изхода на усилвателя и подобряване на линейността му. Нека погледнем какво се твърди за ОРИГИНАЛНИТЕ транзистори в дейташита им -
http://pdf.datasheetcatalog.com/datasheet/fairchild/IRF510.pdfДрейново напрежение Vds = 100V, постоянен ток при температура на кристала 100⁰C - Id = 4A (виждам, че може и повече, но това е само при 25⁰C, което не ни засяга почти никога), съпротивление дрейн-сорс при наситен транзистор Rdson = 0.54R и мощност на дрейна Pd = 43W. Практически това е и горната граница като изходна мощност, която ще постигнем без насищане на транзисторите.
Има два начина да се подходи при анализа и изчисленията на тези схеми. Единия е да вземем пред вид напрежението Vsat на отпушения транзистор, като това се прави в анализа с биполярни транзистори. Другия анализ, използван при употреба на MOSFET транзистори, използва формули, включващи ефекта от Rdson.
В повечето случаи за изходни данни имаме желаната мощност и наличното захранващо напрежение. Нека за момент да подходим по този начин, като предположим, че имаме параметъра Vsat. За илюстративни цели на анализа пресмятам Vsat = Rdson * Id = 0,54 * 4 = 2.16V. Ако преминем в другия класически тип анализ ще получим същите резултати и с Rdson като параметър.
Приемаме, че имаме захранващо напрежение Vdc . Ако не искаме да насищаме транзистора и да кривим сигнала, трябва да държим размаха на напрежението на колектора/дрейна на транзистора под Vdc – Vsat!
Нека си пожелаем усилвател с изходна мощност 50W върху 50R товар при Vdc = 13.6V. Типични параметри при автомобилно захранване. Сега да видим дали би било възможно с тези транзистори!
Vdc – Vsat = 11.44V
Pomax = (Vdc – Vsat)2 / 2R
Решаваме горното уравнение за R:
R = (Vdc – Vsat)2 / 2Pomax = 11.442 / 2*50 = 1.31R
Тази стойност на товарното съпротивление е меко казано непрактична. Тя би изисквала изходен трансформатор с коефициент на трансформация 50 / 1.31 = 38.17, който би бил не само ужасно сложен за изработка, но и би се оказал безкрайно теснолентов. Винаги се прави компромис между коефициента на трансформация на изходния трансформатор, респективно изходната мощност която получаваме, и широчината на усилваната лента. В практиката се използват предимно 2 коефициента 1:4 и 1:9. И тъй като искаме да работим с разумно ниски захранващи напрежения, нека изберем k=9. Нека сега пресметнем с колко ома можем да си позволим да натоварим транзисторите:
RL = R / k = 50 / 9 = 5.55R
Очевидно трябва да повишим захранващото напрежение. Нека скочим високо, да дадем въздух на усилвателя и да го захраним с Vdc = 36V! Какво ще стане?
Vdc – Vsat = 33.84V
Pomax = (Vdc – Vsat)2 / 2R = 33.842 / 2 * 5.55 = 103.16W
Би било хубаво да можехме да получим тази мощност с тези транзистори, но няма как – далеч надхвърляме 4А ток при това напрежение.
Нека слезем малко по-надолу до друга стандартна захранваща стойност Vdc = 24V:
Vdc – Vsat = 21.84V
Pomax = (Vdc – Vsat)2 / 2R = 21.842 / 2 * 5.55 = 42.97W
Това е правилното захранващо напрежение за този коефициент на трансформация и тези транзистори!
Нека сега използваме формулите, които включват Rdson като параметър и да анализираме избора, който направихме. Те са изведени от горните чрез подмяна на членове:
Pomax = (Vdc2 * R) / 2(R + Rdson)2 = 242 * 5.55 / 2(5.55 + 0.54)2 = 3196.8 / 74.176 = 43.1W
Постояннотоковата мощност ще бъде:
Pdcmax = 2/π * (Vdc2 / R + Rdson) = 0.6366 * (576 / 6.09) = 60.21W
η = Pomax / Pdcmax = 43.1 / 60.21 = 71.582%
Нека сега отчетем, че не можем да вдигаме дрейновете на 24 волта, а само до 21.84V и да преизчислим:
Vdmax = Vdc + (Vdc - Vsat) = 45.84V, което ни дава 54% резерв по напрежение, идеално.
Imax = (Vdc-Vsat) / R = 3.935A, пак се намираме във възможностите на IRF510.
При номинална изходна мощност в транзисторите се разсейват максимално:
Pdismax = 2/π2 * Vdc2/R = 0.2026 * 103.78 = 21.02W
Тази мощност е за двата транзистора и е значителна. Охлаждащия радиатор трябва да може да я отвежда с такова темпо, че температурата на кристала да не достига, да кажем, 130⁰С.
Нека сега обърнем внимание на охлаждането.
Според дейташита термалното съпротивление между кристала и корпуса е RthJC = 3.5⁰С/W. Нека добавим и термалното съпротивление между радиатора и транзистора, който е с изолационна подложка, защото дрейна не е изолиран RthCS = 1⁰С/W (при качествена подложка!!!) и получаваме сумарно RthJS = 4.5⁰С/W. Следователно нашите 21.02W загубна мощност ще прегреят кристала с 94.59⁰С. Това означава, че максималната температура на околната среда, в която ще може да се ползва усилвателя ще бъде 130 – 94.59 = 35.41⁰С. Скромно, но постижимо. На такава жега няма да седя и да лафя на КВ… Трябва да осигурим адекватен радиатор с адекватно обдухване, но не ми се смята повече!
Сметките показват, че можем да реализираме стъпало с тези транзистори, но не бива да очакваме много от тях. За мен реална изходна мощност е до 35-40W и предполагам, че с адекватен дизайн и изпълнение могат да се постигнат някакви що-годе приемливи параметри за топлина и изкривявания. Да видим!
В следващите постове ще ви покажа какво съм сътворил до момента и как ще продължа с реализацията и тестовете на стъпалцето.